Специфика современных дозиметров с использованием “импульсной” накачки заставляет искать новые методы построения ОС и измерения характеристик повышающих трактов. Именно об этом пойдет речь в данной статье.
Первая проблема, с которой сталкиваются строители дозиметрической техники, является расчет трансформатора. Конечно, хочется чтобы преобразователь был не только компактный, но еще и с обратной связью.
Когда стараешься минимизировать размеры, как правило, исходишь не из требуемых параметров, а из наличия сердечников, и только потом производится расчет под него. Я долго подбирал идеального кандидата, и остановился на сердечниках Epcos ER9.5/5. Это пожалуй самый меленький из всех возможных каркасов, способных применяться в дозиметрической технике.
Надо учитывать ряд факторов:
– Размер окна каркаса
– Объем феррита (как частный случай, минимальное поперечное сечение Ae)
– Минимальная высота
– Возможность установки SMD
При выборе окна каркаса надо учитывать минимально допустимый обмоточный провод, ибо многие забывают, что на тонких проводах тонкая и низковольтная изоляция. Под задачи генерации 400В минимально допустимым является провод ПТЭВ-2 0.063, у которого напряжение пробоя изоляции составляет 600В, а внешний диаметр 0.085мм. Теперь откроем ДШ и посчитаем минимальный допуск размера окна:
Слой: 3.15мм(-0.2мм допуск)-0.4мм-0.5мм= 2.25мм(-0.2мм допуск)
Это 22-25 витков в слое
Высота:
(7.25(-0.3 допуск)-4.5(-0.2 допуск))/2= 1.375мм(-0.1мм допуск)
Это 15-16 слоев
Получается гарантированный минимум 15*22=330 витков провода ПТЭВ-2 0.063.
При этом сам сердечник допускает установку катушки с внешним диаметром 7.5мм(+0.25мм допуск) что немного шире каркаса. Значит в высоковольтную обмотку имеет смысл класть 300 витков, не более!
+изоляция и низковольтная обмотка, как раз умещается в каркас. Из этого следует вывод, что еще более мелкие трансформаторы не имеют большого смысла.
Вторым важнейшим вопросом встает перенасыщение феррита.
Для феррита N87 максимальной индукцией является 470мТ, оптимально 300мТ и менее, но на таком маленьком сердечнике менее 300мТ, как правило, не дает должного результата по выходному напряжению.
Но тут важно подобрать баланс количества витков первичной обмотки, многие кладут витков “поменьше”, у каждого свои соображения, кто-то старается тем самым избежать перенасыщения, кто-то стремится уменьшить обратный выхлоп первички, чтобы не спалить полевик. Кто-то вообще мотает 2-5 витков и точит зазоры. Это конечно все имеет право на жизнь, но небольшое. Ибо маленькая индуктивность первички требует от МК генерации импульсов сверхмалой длительности, и что намного важнее, эти очень короткие импульсы(как правило до 1 мкс) предъявляют к низковольтной части очень высокие требования, ведь при индукции взятой за константу чем короче импульс тем выше его ток. А чем больше ток, тем большие потери приходится нести по цепи Q2-L-C13. Напоминаю, что если к примеру у полевика сопротивление единицы миллиОма, то ESR конденсатора и сопротивление первичной обмотки весьма и весьма значительное. Как правило, в сумме всех сопротивлений получается более 5 ом.
Ну и также очевидно, что генерировать импульс точно с одним и тем-же временем, когда его длительность около 1 мкс, довольно сложно. Когда появляется ждиттер связанный с опорной частотой МК или нагревом, то появляется значительная недокачка или перекачка. К примеру, на AVR с тактовой частотой 8 MHZ отклонение накачки на 1 такт МК дает погрешность накачки до 13%. В совокупности и рядом внешних факторов этого достаточно, чтобы вызвать критическую недокачку.
Именно из этих соображений я стараюсь выбирать кол-во витков первички побольше, но так, чтобы полевик не вышибло.
Для нашего примера оптимально 10 витков, это дает выхлоп ((400В/300витков)*10витков)+4.2Впитание=17.5В
Что вполне нормально при использовании полевиков с пробоем 30В.
Большая индуктивность дает большое время накачки, как правило от 5 до 8 мкс, этим уже можно управлять и точно подстраивать значение магнитной индукции под конкретное питающее напряжение. Ведь у лития к примеру диапазон напряжений варьируется от 4.2В до 2.75В, и только управляя временем накачки возможно сохранять равные значения индукции на всем диапазоне напряжений.
Теперь можно рассмотреть типовой “выхлоп” первички
Тут есть 4 основные зоны:
1.Включение накачки(до отметки триггера)
2.Обратный выхлоп(всплеск до 15В)
3.Гашение неизрасходованной энергии (следующий полупериод)
4.Самозатухание остатка энергии
Если с пунктами 1-2 все предельно ясно, то следует уточнить, что в зоне 3 открывается “Body Diode” в полевике и большая часть неиспользованной энергии возвращается обратно в накопительный конденсатор, как правило не менее 60% неизрасходованной энергии. А то, что не вернулось в зоне 3 из-за ненулевого потенциала на конденсаторе и из за минимального насыщения диода, будет самозатухать в зоне 4, и важно скважность накачки подбирать таким образом, чтобы эти колебания успевали затухнуть до начала следующего импульса. Как правило скважность с учетом этого составляет не более 5-10%.
На цельных ферритах без зазора, и из материала N87 и подобного очень четко прослеживается связь между напряжениями обратных выхлопов первички и вторички, согласно коэффициенту трансформации.
Вот пример расчета напряжения на накопительном высоковольтном конденсаторе по осциллограмме выхлопа:
((15.2В-3.3Впитание)*(300витков/10))+1.7Вбарьер вых.диода= 359В
Проведя обратные вычисления, можно очень четко контролировать напряжение на выходе, устанавливая предел компаратора в МК, который отключает процедуру генерации импульсов накачки.
После очень длительных экспериментов и кучи расчетов, я пришел к выводу, что следующая схема является, пожалуй, самой оптимальной из всех возможных
Если с созданием преобразователя мы вроде-бы как закончили, то остался вопрос потребления. Тут был придуман метод логарифмирования тока. Основываясь на падении напряжения на защитном резисторе R3, можно рассчитать ток.
Но т.к. ток не постоянен, и зависит от количества импульсов в секунду, то я рассчитываю потребляемый ток за период 100мкс, и учитывая скважность 1 имп/100мкс/сек получаю средний ток потребления накачки при прокачке одного импульса в секунду.
Зная расчитанный ток, напряжения и кол-во импульсов в секунду, можно вычислить утечку элементов высоковольтной части. Конечно, это будет уже с учетом КПД преобразователя, но в большей части кол-во импульсов, требуемое для поддержания напряжения, свидетельствует о величине утечки и ее можно тем самым вычислить
Далее я задался задачей уменьшения утечки по высоковольтной части.
Изначально использовал детальки, применяемые в Альфа-Микроне, но после внимательного изучения х-к диода и кондера было обнаружено, что сопротивление утечки в кондере 5 гигаом на полном напряжении(630 вольт), на рабочем 370В нет данных, но будем считать что 8-10 Гигаом.
А сопротивление утечки диода ввергло в панику, согласно графику утечки при напряжении 370В и 25гр.С 0.5мкА ! причем это не предельная утечка, а именно TYPICAL REVERSE CHARACTERISTICS, при пересчете на омы это 370/0.5мкА=740 Мегаом!
Перегуглил пожалуй все известные каталоги и все наши магазины, принял решение перейти на другую эл. базу:
диод RSFJL(лучше RS1JL но его не нашел) на 370 вольтах обеспечивает утечку 0.045мкА = 8.2 Гигаома
Кондер 1812AC103KAT1A на полном напряжении 1КВ = 100 Гигаом, читай пренебрежимо мало по сравнению с диодом.
Диод конечно не самый доставаемый, т.к. диковинный корпус, но вариантов у меня нет, под этот корпус уже сделана солидная партия плат.
Вообщем может будет полезно 💡